Dimensionierungsrichtlinien für DCW810

Dieser Artikel soll und kann kein „Kochrezept“ zum Bau des DC-Wandlers sein. Allein die Tatsache, daß es mir nicht möglich ist die Wandlerdrossel und die Schaltung rechnerisch zu erfassen, bzw. zu dimensionieren und auch die unzähligen Möglichkeiten, wie wählbare Eingangsspannung Ue, Ausgangsspannung Ua und Ausgangsstrom Ia lassen keine genaue Definition der Bauteile zu. 

Die erzielbare Ausgangsleistung Na = Ua x Ia ist weitgehend von der Drossel L (Kerngröße, Kernmaterial, AL-Wert, Luftspalt, Windungszahl, Drahtstärke) und vom Kondensator C (Kapazität) abhängig.

Der Wirkungsgrad WG in % errechnet sich: (Ausgangsleistung Na : Eingangsleistung Ne) x 100

Grundsätzlich sollten Eingangsspannungen Ue unter 2V vermieden werden. Einerseits steigt bei kleiner Eingangsspannung der Eingangsstrom Ie stark an, andererseits sinkt der Wirkungsgrad des Wandlers beträchtlich. So kann es vorkommen, daß der Wirkungsgrad bei kleiner Eingangsspannung und/oder schlecht dimensionierten Einzelkomponenten (L, C, P1) unter 50% liegt und damit inakzeptabel ist.

Eine gut dimensionierte Schaltung kann auch bei kleiner Eingangsspannung Ue von 2 bis 4V einen Wirkungsgrad WG von min. 70% ergeben. Bei größerem Ue (5-12V) kann der Wirkungsgrad bis über 90% steigen!

Die Arbeitsfrequenz f ist abhängig von der Windungszahl L und Kapazität C und von der Eingangsspannung Ue. Niedrige Windungszahlen und kleine Kapazitätswerte ergeben hohe Frequenzen und umgekehrt. Die Frequenz sinkt bei steigender Belastung und erhöht sich bei steigender Eingangsspannung. Die Arbeitsfrequenz sollte nicht außerhalb von 2kHz-50kHz liegen. Bei hohen Frequenzen steigen die Umschaltverluste im Transistor T2 und die HF-Störstrahlungen.

Für die Dioden D1, D2 sollten schnelle Typen verwendet werden. Die Type 1N4148 ist bis 90V sehr gut geeignet, bei höheren Spannungen müssen andere Typen verwendet werden. Die Type 1N4001-4007 sind wegen dem schlechteren Wirkungsgrad bei hohen Frequenzen weniger geeignet.

Der Transistor T1 hat nur Steuerungsaufgaben zu erfüllen. Jeder Silizium pnp-Typ mit ausreichender Verstärkung ist geeignet. Allerdings ist zu beachten, dass über die Emitter-Basisdiode von T1 der Kondensator C geladen wird. Bei grossen Kapazitäten könnte diese überlastet werden.

Der Transistor T2 muß einerseits die Ausgangsspannung Ua vertragen, andererseits den Eingangsstrom Ie verarbeiten können. Die verwendete Type BD139 kann ca. 100V aushalten und ohne Kühlkörper einen Strom von ca. 300mA verarbeiten. Transistoren mit großem Verstärkungsfaktor ergeben einen besseren Wirkungsgrad. Darlington- oder Leistungs-FET können nur bei höheren Eingangsspannungen verwendet werden. (wurde nicht erprobt!)

Drossel L, die große Unbekannte: Kleine Eingangsspannungen verlangen nach kleineren Windungszahlen und größeren Drahtquerschnitt.  Aus persönlicher Erfahrung haben Drosseln mit einer Windungszahl von 30 bis 40 Windungen CuL 0,4mm dick, für eine Speisespannung von 2 bis 4V den besten Wirkungsgrad, siehe auch Tabelle weiter unten. Bei höheren Eingangsspannungen von 5 bis 12V kann dünnerer Draht  mit 60 bis 150 Windungen verwendet werden. Dazu kommt noch der Einfluss des AL-Wertes und die Grösse des Luftspalt. Mit dem Kondensator C kann die Leistung des Wandlers  an die Drossel L angepasst werden. Die Kapazität sollte so gewählt werden, dass bei geladenem Kondensator (Transistoren T1 und T2 werden gesperrt) die Drossel L noch nicht in Sättigung geht. Die Sättigung merkt man am zu hohen Eingangsstrom und schlechtem Wirkungsgrad. Mit R2 kann die Ladezeit des Kondensators C an die Drossel L angepasst werden. R2 eventuell provisorisch als Trimmpot und dann als Festwiderstand ersetzen. Der Kondensator C muss aber auch die gesamte Energie der Drossel L an den Ausgang Ua weitergeben können. Zenerdiode ZD: Die Ausgangsspannung Ua ist mit der Eingangsspannung Ue in Serie geschaltet. Dies muss bei der Wahl der Zenerdiode berücksichtigt werden. Zenerspannung ZD = grösser Ua + Ue. Die Zenerdiode nur als Überspannungsschutz und nicht zur Stabilisierung verwenden! ZD ist nicht zwingend erforderlich. R1 ist zuständig für die Empfindlichkeit der Abschalt- bzw. Einschaltautomatik. Wird R1 weggelassen, ist die Empfindlichkeit am höchsten. Die Empfindlichkeit ist ferner abhängig vom Verstärkungsfaktor T1 und der Eingangsspannung Ue.

Mit dem Widerstand P1, der am besten als Einstellregler ausgeführt wird, kann die gewünschte Ausgangsspannung festgelegt werden. Die Ein- und Ausgangsspannungen sind bekannt. Der erforderliche Ausgangsstrom Ia muss mit dem richtigen Last-Widerstand simuliert werden. Nun wird die Ausgangsspannung mit P1 eingestellt und zwar so, dass die Zenerdiode nicht aktiv wird, weil dies den Wirkungsgrad verschlechtern würde. P1 sollte immer vom höchsten Wert zurück gedreht werden. 

Schutzwiderstand Rs schützt beide Transistoren vor Überlastung. Der angegebene Wert von 100 Ohm kann bei kleinen Eingangsspannungen von 2 bis 4V halbiert werden.

Diese Wandlerschaltung ist in ihrer Einfachheit nur durch den DC-Wandler DCW318 zu übertreffen. Neben diesen Vorteilen ergeben sich auch einige Nachteile, die schwierige Entstörung bzw. Unterdrückung der HF-Strahlung möchte ich nicht verschweigen. Durch die variable Arbeitsfrequenz ist eine wirksame Entstörung schwierig. Wird die ganze Apparatur, Wandlerprint und Batterien, in eine dichte Blechschachtel (Eisenblech, Weissblech) eingebaut, werden die HF-Strahlungen grossteils abgeschirmt. Eine noch wirksamere Entstörung zeigt der Bauvorschlag im Bild links. Das Fach mit den Drosseln sollte ebenfalls HF-dicht sein. Der Wert der Drosseln und der Durchführungskondensatoren ist frequenzabhängig.

Beachten Sie, dass der Wandler ohne Last (Anodenersatz oder Lastwiderstand) nicht betrieben werden kann (Abschaltautomatik)! 

Die Tabelle zeigt Ergebnisse mit unterschiedlichen Schalenkernen*, Eingangsspannungen, Ausgangsbelastungen und  Werten des Kondensator C. Der jeweils beste Wirkungsgrad WG jeder Versuchsreihe ist mit einem Sternchen gekennzeichnet. Zeilen 2 bis 6 ein geeigneter Schalenkern für besonders kleine Eingangsspannung. Der Wirkungsgrad WG ist beachtlich und würde sich durch Anpassung von C und R2 vermutlich noch etwas steigern lassen. Zeilen 18 bis 21 zeigen den WG-Unterschied bei verschiedenen Werten von C. Zeilen 31 bis 42 ein Schalenkern mit gutem Wirkungsgrad über einen weiten Eingangsspannungsbereich. Es wurde bei der Belastung mit 15kΩ eine Ausgangsspannung von 68V eingestellt, was bei Ue 4V nicht möglich war (Rs zu hoch) und dann der Belastungswiderstand auf 10kΩ und 6,8kΩ geändert. Dadurch sinkt die Ausgangsspannung auf die angegebenen Werte. Die Arbeitsfrequenz f ist nicht sehr belastungsabhängig, umso mehr von der Höhe der Eingangsspannung. Ich habe in verschiedenen Fachbüchern und im Internet recherchiert, jedoch keine Schaltung wie die des DCW810 gefunden. Eine gewisse Ähnlichkeit in der Funktion ist mit dem SEPIC-Wandler gegeben. Der SEPIC-Wandler verwendet jedoch eine zweite Drossel und die Steuerung des Schalttransistors ist ziemlich aufwendig.   *Die verwendeten Schalenkerne stammen meist aus der Bastelkiste, daher sind oft keine Daten über Windungszahl und Drahtstärke bekannt. Der Gleichstromwiderstand und die Induktivität konnte gemessen werden.

Um die Wirkungsweise des Wandlers besser und verständlicher erklären zu können, habe ich eine vereinfachte Schaltung verwendet. Ich möchte darauf hinweisen, dass Arbeitsfrequenz und Impulsweite (Arbeit – Pausenverhältnis) von der Schaltung selbst gewählt wird und hauptsächlich nur durch die Werte von Ue, L und C bestimmt wird.
Der Transistor T2 ist als Schalter gezeichnet. Vom Transistor T1 wird nur die Emitter – Basisdiode (T1) dargestellt. Auf Bauteile (Widerstände) die der Steuerung dienen und mit der prinzipiellen Funktion nichts zu tun haben, wird verzichtet.

	Bild 1: An Ue liegt die Eingangsspannung, an Ua ist keine Last angeschlossen. Beide „Transistorschalter“ T1 und T2 sind offen (nichtleitend). Es kann kein Strom Ie fliessen.
		Bild 2: Wird eine Last an Ua angeschlossen, fliesst ein kleiner Strom von Ue+ über Emitter – Basis von T1, D1, D2 und Last (Lastsensorfunktion). Dadurch werden beide Transistoren leitend, es fliesst Strom von Ue über T1, D1, C und gleichzeitig von Ue, L und T2. Strom fliesst so lange bis C geladen ist (längerer Arbeitsimpuls = ton). Dann sperren T1 und T2 gleichzeitig. Bild 2a: zeigt den echten Stromverlauf im Zweig T1, R2, D1, C, T2. Der Strom hat anfangs seinen höchsten Wert und sinkt dann auf Null (C geladen, T1 sperrt). Die Ladezeit ist abhängig von R2. Im Zweig L, T2 steigt der Strom bis zur Sättigung der Spule L, wenn nicht vorher T1 sperrt. Daraus ist ersichtlich, dass die Ladezeit von C mit R2 optimal an die Drossel L angepasst werden soll, siehe hier, Spezialschaltung.
	Bild 3: Nun wird die gespeicherte Energie der Drossel L in einem kurzen Impuls mit hoher Spannung (Pausenimpuls = toff) über C und D2 an Ua abgegeben. Diese Vorgänge wiederholen sich im Rhythmus der Arbeitsfrequenz solange eine Last angeschlossen ist.

Bei richtiger Dimensionierung von L und C und nicht zu kleiner Speisespannung lässt sich ein hoher Wirkungsgrad von 90% und mehr erzielen. In der Dimensionierung liegt auch mein Problem. Es existieren Formeln über Sperrwandler, herkömmliche Auf- und Abwärtswandler, SEPIC-Wandler, aber nicht für diesen hier beschriebenen Wandler. Es müsste doch möglich sein, die Werte von L und C zu errechnen. Leider reicht mein Wissensstand dazu nicht aus. 
Deshalb bitte ich um Hilfe aus dem Leserkreis.

Die Kurvenscharen zeigen die Abhängigkeit des Wirkungsgrades WG einer bestimmten Drossel L von Eingangsspannung Ue und Ausgangsspannung Ua bei einer konstanten Last. Wie man sieht ist dieser Schalenkern RM5 80Wdg.... nur für eine Eingangsspannung von 6V bis 9V und einer bestimmten Last gut geeignet. Wenn die Lastschwankungen nicht sehr gross sind, lässt sich der Wandler durch optimale Anpassung von Windungszahl, C und R2 auf besten Wirkungsgrad trimmen.

G.Heigl, Oktober 2002, aktualisiert am 22. 10. 2018